在高動態環境中，由於載波都卜勒頻移和收發端時鐘漂移等因素的存在，直擴接收機必須通重載波同步才能在接收端消除頻差並重構載波相位，以實現相干解調。在傳統的載波同步技術中，鎖頻環具有較大的捕獲頻寬但頻率跟蹤精度相對較低;鎖相環雖然具有較高的跟蹤精度卻受到捕獲頻寬的限制。在同步時間要求不高的通訊系統中，可以採用鎖頻環與鎖相環級聯的載波同步方法，使接收機既能承受環路頻寬與動態效能之間的折中，又同時滿足跟蹤精度和一定動態效能。但本文所涉及的短時猝發式擴頻通訊系統要求更大的捕獲頻寬(±30khz)，且導頻符號僅為200個左右，同步時間要求極短。因此，雙環切換載波同步方法在上述導頻序列有限的直擴系統中很難快速實現大頻偏捕獲。為了兼顧動態效能、捕獲時間和跟蹤精度的要求，並結合猝發訊號體制的特殊性，提出了一種在極低訊雜比條件下，適用於長擴頻碼、大頻偏情況的快速載波同步方案。
1 載波同步方案分析
載波同步包括載波捕獲和載波跟蹤。載波捕獲採用掃頻和fft頻率估計相結合的開環結構。掃頻使頻差減小到偽碼捕獲要求的頻率範圍內，以實現頻率粗捕;fft頻率估計使頻差進一步縮小，並進入costas鎖相環的快捕帶內，以實現頻率精捕;最後啟動costas環捕獲並跟蹤載波相位。載波同步流程圖如圖1所示。
圖1 載波同步流程圖
1.1 頻率粗捕
式中，ts為符號間隔，r(c(n))為偽碼相關函式，△f為都卜勒頻偏，d(n)為有效資料。
圖2 頻率粗捕原理圖
由式(1)可知，相關峰檢測量對載波頻偏和偽碼自相關值具有敏感性。在高動態環境中，頻率粗捕同時伴隨著偽碼捕獲，實現頻率粗捕需要在乙個時域和頻域構成的二維平面同時進行搜尋。對都卜勒頻移的搜尋可以將頻率捕獲範圍分成多個區間序列或並行搜尋完成;對碼相位的搜尋可以利用偽碼的相關性通過相關運算完成碼元搜尋。
本方案中頻率粗捕採用掃頻和數字匹配濾波器相結合的實現結構。前者考慮到猝發系統導頻符號有限，且同步時間要求極短，故採用如表1所示的快速掃頻方式。在±30khz的頻率捕獲範圍內，掃頻分兩輪進行，分別以發射頻率ω和首輪鎖定頻點ω為基準，以1.5rs和0.5rs為頻率間隔，對錶中參考頻點進行序列搜尋，取相關峰值最大時的頻點作為捕獲頻點，從而將頻差縮小到[-rs/4，+rs/4]以內，且以更少的導頻符代價完成頻率粗捕。後者以靜止的本地偽碼作為匹配濾波器係數，接收訊號依次滑過本地偽碼，每個時刻都產生乙個相關值，當兩個序列相位對齊時，相關值達到最大。若某時刻相關峰值大於捕獲門限，則表明此時頻率粗捕和偽碼捕獲成功，並記錄碼相位，開始解擴資料。匹配濾波器結構如圖3所示。
表1 掃頻頻點設定
圖3 數字匹配濾波器實現結構
1.2 頻率精捕
由於頻率粗捕和偽碼捕獲完成後，解擴訊號中仍存在最大值為rs/2的殘餘頻差，而costas環的快捕獲頻寬在1khz以內。考慮到fft運算可在乙個符號時間內完成，所以可以利用fft對載波頻偏進行快速估計並將其縮小至costas環的快捕帶內。
其fft變換為：
式中，n為fft的取樣點數。當z(k*)為模值最大時，頻偏的估計表示式為：
其中，rs是符號速率。由於復訊號的fft變換是單邊譜，當af為正值時，kmax出現在(n/2～n-1);當△f為負值時，kmax出現在(0～n/2-1)。當△f被估計後，系統通過一次頻率牽引，調整nco頻率控制字改變載波頻率，使頻差進一步縮小到[-rs/2n，+rs/2n]內。
1.3 載波跟蹤
本方案採用costas環實現載波的精確跟蹤，原理結構圖如圖4所示。costas環廣泛應用於抑制載波調製訊號的解調中，在捕獲範圍內有良好的跟蹤效能，可以提供較低的誤位元速率。
圖4 costas環原理結構圖
costas環鑑相函式為：
由於誤差函式與頻差和相差有關，當頻差較小時，由頻差引起的鑑相函式幅度衰減不大，此時costas環可以正常工作。環路濾波器採用二階結構如圖5所示。傳遞函式為：
圖5 環路濾波器結構圖
環路濾波器的係數可以用來調整捕獲頻寬大小，可由以下公式來確定：
式中ko為nco增益，kd為鑑相器增益，ωn為環路自然角頻率，ξ為阻尼係數。
2 載波同步方案實現
本專案採用dqpsk調製方式，系統時鐘源為sf×m×rs，sf為擴頻因子，m為過取樣率，rs為符號率，碼片速率為lxr1，l為gold碼長度，捕獲範圍為±30khz，資料採用3幀間發方式，單幀長度為310個符號，由導頻符和有效資料組成。
首先基於matlab進行方案**，設定載波頻率為20.46mhz，都卜勒頻偏為32.183khz，輸入訊雜比為-19db。試驗中i路單幀資料長度為310個符號，經掃頻消耗32個導頻符號，i路剩餘278個符號的解擴輸出和對應原始傳送資料如圖6所示。由圖6可見，解擴資料前32個導頻符用於fft頻率估計，由於頻差很大，解擴資料出錯;在第32個導頻符以後，即頻差減小到1khz以內，啟動costas環跟蹤載波相位。對比圖6(a)、(b)發現，有效資料在第146個符號後出現，資料正常解擴。有效解擴輸出資料的星座圖如圖7所示，星座點在四象限中分布較為集中，表明訊號可以正常判決恢復，採用本文提出的同步方案進行載波恢復效果明顯。
圖6 傳送與解擴資料比較
圖7 解擴資料星座圖
頻率粗捕的首輪掃頻如圖8所示。當偽碼相關值較之前增大時，其值由quasipeak寄存。當沒有訊號進入時，quasipeak輸出值較小，未能達到次輪掃頻的閾值要求。因此頻率控制字freq_mod_i修改本地nco的頻率，以15khz的頻率步進，不斷來回掃瞄首輪5個頻點。由圖9可見，當有訊號進入接收機時，quasipeak增大且達到次輪掃頻閾值，則進入次輪細掃。次輪掃頻完成後，freq_scan_complete置位，freq_mod_i保持5125不變，此時鎖定捕獲頻點20.46mhz，相關峰值quasipeak較之前明顯增大。當實時相關值達到偽碼捕獲閾值，即自相關最大值的0.75時，表明偽碼捕獲完成，同時捕獲標誌cap_peak_ok置位，並記錄此時偽碼相位，開始解擴資料。
圖8 首輪掃頻
圖9 次輪掃頻與偽碼捕獲
fft頻率估計如圖10所示。頻率精捕採用32點fft估計殘餘頻偏，其最大值輸出位置為24，由式(4)可知待校正頻偏為2.5khz(頻率字為512)。經頻率補償後，phijnc_i為4194816，實際頻率為20.4625mhz。由於偽碼相關值較之前增大時，其值被quasipeak鎖存。由圖可見相關峰值較之前明顯增大，表明通過fft估計頻率，使頻差進一步減小到1khz以內，頻率精捕完成。
圖10 fft估計頻率
costas環相位跟蹤的實際資料捕獲圖如11所示。在偽碼捕獲標誌cap_peak_ok置位後，資料進行相關解擴，同時啟動costas環跟蹤相位。)，為環路濾波器輸出，vco為nco相位控制字輸入。由圖11可見，載波頻偏經過頻率粗捕和精捕之後，進入costas環的快捕帶內，經過乙個週期costas環就跟蹤上訊號相位。datalout為i路三幀間發資料的解擴輸出，每幀導頻符和有效資料在圖中清晰可見，表明costas環對訊號相位進行了有效的跟蹤。
圖11 costas環相位跟蹤
單幀資料解調解擴輸出如圖12所示。接收資料經重載波同步後，需再進行差分解碼和維特比解碼才能得到有效幀資料。圖12中，frame_data_out為單幀解擴資料，包括幀同步頭、有效資料和crc校驗碼，其與傳送資料一致，表明有效資料經載波捕獲和載波跟蹤後，傳輸正確無誤，系統工作正常。
圖12 單幀資料解擴輸出
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