在此介紹的基於運放的電流檢測電路並不新鮮，它的應用已有些時日，但很少有關於電路本身的討論。在相關應用中它被非正式地命名為「電流驅動」電路，所以我們現在也這樣說。讓我們首先**其基本概念，它是乙個運算放大器和mosfet電流源(注意，如果您不介意基極電流會導致1%左右的誤差，也可以使用雙極電晶體)。圖1a顯示了乙個基本的運算放大器電流源電路。把它垂直翻轉，這樣我們可在圖1b中做高邊電流檢測，在圖1c中重新繪製，來描繪我們將如何使用分流電壓作為輸入電壓，圖1d是最終的電路。
圖2顯示了電路電源電壓低於運算放大器的額定電源電壓。在電壓-電流轉換中新增乙個負載電阻，記住您現在有乙個高阻抗輸出，如果您想要最簡單的方案，這樣可能就行了。
根據圖2的實施高邊電流檢測的基本完整電路，需要考慮的細節有：
運放必須是軌對軌輸入，或有乙個包括正供電軌的共模電壓範圍。零漂移運算放大器可實現最小偏移量。但請記住，即使使用零漂移軌對軌運放，在較高的共模範圍內執行通常不利於實現最低偏移。
mosfet漏極處的輸出節點由於正電壓的擺動而受到限制，其幅度小於分流電源軌或小於共模電壓。增加增益緩衝器可以降低該節點處電壓擺幅的要求。
該電路在死區短路時不具備低邊檢測或電流檢測所需的零伏特共模電壓能力。在圖2的電路中，最大共模電壓等於運算放大器的最大額定電源電壓。
該電路是單向的，只能測量乙個方向的電流。
增益精度是rin和rgain公差的直接函式。非常高的增益精度是可能的。
共模抑制比(cmrr)一般由放大器的共模抑制能力決定。mosfet也對cmrr有影響，漏電的或其他劣質的mosfet可降低cmrr。
乙個完全緩衝的輸出總是比圖2的高阻抗輸出要靈活得多，並且在緩衝器中提供2的輕微增益，可降低第一級和mosfet的動態範圍要求。
在圖3中，我們還新增了支援雙向電流檢測的電路。這裡把電流源電路(還記得圖1a嗎？)與u1非逆變輸入的輸入電阻(rin 2)一起使用，等效成rin(在這種情況下為rin 1)。然後這個電阻器產生乙個抵消輸出的壓降，以適應必要的雙向輸出擺動。從ref引腳到整個電路輸出的增益基於rgain/ros的關係，使得ref輸入可以被配置為提供單位增益，而不考慮通過rgain/rin設定的增益(只要rin 1和rin 2是相同的值)，從而像傳統的差分放大器參考輸入：
vrefout=vref *(rgain/ros)*abuffer
(其中abuffer是緩衝增益)
注意，在所有後續電路中，雙向電路是可選的，對於單向電路可以省略。
通過浮動電路和使用具有足夠額定電壓的mosfet，電流驅動電路幾乎可在任何共模電壓下使用，電路的工作電壓高達數百伏特已經成為乙個非常常見和流行的應用。電路能達到的額定電壓是由所使用的mosfet的額定電壓決定的。
浮動電路包括在放大器兩端增加齊納二極體z1，並為它提供接地的偏置電流源。齊納偏壓可像電阻一樣簡單，但本文作者喜歡電流鏡技術，因為它提高了電路承受負載電壓變化的能力。在這樣做時，我們已建立了乙個運放的電源「視窗」，在負載電壓浮動。
另乙個二極體d1已出現在高壓版本中。這個二極體是必要的，因為乙個接地的短路電路最初在負載處會把非逆變輸入拉至足夠負(與放大器負供電軌相比)，這將損壞放大器。二極體限制這種情況以保護放大器。
我不確定是否有人使用電流檢測mosfet。在幾年前的一些實驗室研究中，我確信，一旦校準，mosfet電流檢測是非常精確和線性的，但它們有約400 ppm的溫度係數。儘管如此，最佳的電路結構迫使檢測電極在與mosfet的源電壓相同的電壓下工作，同時輸出部分電流。圖5顯示了如何使用電流驅動電路來實施。
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