在前面關於數字調製的文章中分別介紹了 iq 調製的基本理論及調製解調的數學解析及**過程，闡述了常見的數字調製方式，並解釋了為什麼經過 iq 調製器之後頻寬會翻倍的原因。本文將著重介紹模擬 iq 調製器的特性，為後面的 iq 調製效能驗證測試作準備。
模擬 iq 調製器包含 mixer，在上變頻的過程中，勢必會產生鏡頻產物。當輸出無頻偏訊號時，即訊號中心頻率與調製器的 lo 訊號頻率相同時，相當於採用的是 zero-if 機制，鏡頻產物與訊號本身不可分割，即使通過濾波器也無法濾除鏡頻。慶幸的是，採用iq調製及解調器，即使存在鏡頻產物，依然可以恢復出原始的iq訊號。這也是為什麼模擬 iq 調製器之後不需要鏡頻抑制濾波器的原因。
由於這種正交架構，iq 調製器本身是具有一定鏡頻抑制能力的，但是只有在輸出具有一定頻偏的訊號時，即訊號中心頻率與 lo 訊號頻率不同時，才能體現出鏡頻抑制特性。下面將通過一些特殊的基帶 iq 訊號進行解析分析，闡述影響鏡頻抑制特性的因素，及如何改善鏡頻抑制特性。
1. iq 訊號幅度平衡性對鏡頻抑制的影響。iq訊號幅度不平衡(即幅度不同)，要麼是輸入至調製器的 i 和 q 訊號的幅度不平衡，要麼是調製器具有一定的增益不平衡 (即 i 和 q 兩路的增益不同)，這些都會影響對鏡頻的抑制能力。
令則經過iq調製輸出的射頻訊號
積化和差得
當時，射頻訊號中只有上邊帶
分量；當時，射頻訊號中只有下邊帶
分量；當時，射頻訊號中同時包含上邊帶
和下邊帶
兩個分量。
以上通過解析方式介紹了 iq 調製器的鏡頻抑制特性，其實通過**方法也可以清晰簡便地進行說明。下面考慮
的情況，圖 1 給出了載波訊號的傅利葉變換，這是雙邊帶頻譜，基帶訊號經過 iq 調製器實現了頻譜的搬移，圖2分別給出了調製器兩個支路上的頻譜變換情況，最終經過合路器合路後，下邊帶分量相互抵消，只剩下上邊帶分量。圖1. 載波訊號的傅利葉變換(雙邊帶頻譜)圖2. iq 調製過程頻譜變換示意圖
當時，射頻訊號中同時包含上下邊帶，定義邊帶抑制比為：
db。如何改善鏡頻抑制能力呢？iq 調製器兩個支路的增益不平衡特性已經無法調整，但是可以在基帶側通過調整 i 和 q 兩路波形的幅度大小改善鏡頻抑制。向量訊號發生器vsg及任意波訊號發生器awg均提供了iq gain imbalance調整引數，對其進行微調即可改善鏡頻抑制。
2. iq 正交性對鏡頻抑制的影響。正交性包括兩個方面：(1) 基帶訊號 i 和 q 之間的正交性；(2) iq 調製器兩個 mixer 的 lo 訊號之間的正交性。如果正交性不好，當產生無頻偏的數字調製訊號時會帶來調製和解調的誤差(evm、ber 惡化)，另一方面在產生單邊帶訊號時，會惡化鏡頻抑制特性。
令 則 iq 調製器輸出的射頻訊號為
積化和差得
對於分量，令
則取
滿足如下關係：
類似地，對於
分量，令
則取
滿足如下關係：
以上公式代入
最終可得
由正交誤差
造成的鏡頻抑制度為：
db。以上是從基帶 i 和 q 訊號的正交性著手分析對鏡頻抑制特性的影響，如果基帶訊號理想正交 ，而 iq 調製器兩個 mixer 的 lo 正交性不好，整個推導過程是類似的，此處不再贅述。當然，iq 調製器的特性已經固定，只能通過調整基帶訊號的正交性改善鏡頻抑制能力。
3. iq 調製器的載波抑制特性。iq 調製器除了可以抑制鏡頻外，在數字調製過程中還可以抑制載波。理論上，只要模擬 i 和 q 訊號中沒有 dc 分量，而且 iq 調製器是理想的，那麼輸出的射帶寬頻訊號中將沒有載波。但是實際產生的寬頻訊號總是具有一定的載波洩露，**於兩部分：(1) iq 訊號中包含一定的 dc 分量；(2) iq 調製器中 mixer 的 lo 洩露。
對於數字調製訊號而言，載波洩露是一種帶內干擾，如果載波分量較強，將直接影響整個系統的通訊質量。因此，要盡量降低載波洩露。通常在基帶側微調 i offset 或者 q offset 來改善載波抑制特性，這相當於引入 dc 分量，如果設定的 dc 的量和極性合適，i 和 q 兩路引起的載波洩露將相互抵消，甚至可以抵消 mixer 的 lo 洩露帶來的影響。
以上介紹了 iq 調製器的鏡頻抑制及載波抑制特性，這些都是 iq 調製器固有的特性，也是效能驗證測試中必測的專案。此外，iq 調製器還有幅頻響應、三階交調等引數，這些也都是需要測試的。不同的測試專案需要不同的測試裝置和測試方法，這將是後面要介紹的內容……
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