在使用(adc
)進行設計時，人們很容易錯誤地認為，縮小輸入訊號以滿足adc的滿量程範圍，會造成訊雜比(snr)的明顯降低。
需要處理寬電壓擺幅的系統設計人員對此更是尤為關注。此外，與較高電壓供電的adc相比，低壓供電(5v或更低)的adc更是種類繁多。
較高電壓供電通常會導致更大的功耗和更複雜的電路板布局(例如，需要更多的去耦電容)。
感測器或系統產生的許多訊號都是雙極性高壓訊號(如廣泛使用的±10v訊號)。不過，有很多簡單的方法可以使這種訊號通過adc；也可以採用各種整合高壓adc解決方案：可處理這種滿量程的大輸入訊號，而又不犧牲snr。這些解決方案需要極高的供電電壓來滿足輸入範圍的要求，並且其功耗也相當大(圖1)。這些高壓adc還縮小了訊號調理(運放)解決方案的選擇範圍。如果訊號需要與高壓和低壓輸入組合多路復用，系統成本會大幅提公升(圖2)。
還可以使用輸入放大器
對訊號進行縮放，使其與低壓adc的滿量程輸入範圍相符合。這種訊號調理電路可以連線到乙個多路復用輸入，從而使所有的訊號都能與adc的範圍相符合(圖3)。
當使用放大器進行訊號電壓縮放時，雜訊以放大器輸入為參考。此時，有兩個主要的雜訊源：放大器本身的輸入參考雜訊，以及adc的縮小輸入參考雜訊。這兩個雜訊源按照二次項的方式組合。此外，放大器的雜訊還會通過adc的輸入頻寬以及放大器與adc輸入之間的抗混疊濾波器
進行濾波，參見圖4.
圖4:縮放放大器引入雜訊，但雜訊由rc電路和adc的輸入網路濾波。
系統snr(放大器輸入端)的計算公式為：
如果訊號源具有低頻分量，可以設計濾波器，使放大器能夠容許較大的輸入雜訊(較高的輸入雜訊通常與較低的功耗和成本有關)。如果adc限制了系統的頻寬，放大器需要具有足夠低的輸入參考雜訊，以便把snr損失控制在可接受的範圍內。
舉例來說，給定乙個±10v輸入訊號和乙個snr為92db的5vp-p滿量程範圍adc,則比例因子(輸入與滿量程範圍之比)為4.資料表中的adc輸入參考雜訊為44.4nv rms .假設濾波器的截止頻率為10khz,放大器的輸入參考雜訊為10nv/ (hz) 1/2,則snr的損失為：snr(loss)=0.035db.
如果沒有濾波器，並假定adc頻寬為10mhz,為了達到相同的snr損失，所需的輸入參考雜訊則變為0.3nv/(hz) 1/2,這一要求非常嚴格。
對於10mhz相同頻寬的adc,如果允許snr(loss)=0.5db,則對放大器的雜訊要求為4nv/(hz) 1/2,相對來說較容易實現。
因此，如果給定了系統頻寬和可容許的snr損失，增加比例放大器以使高壓訊號轉換到滿量程範圍的低壓adc,將是完全可行的解決方案。當把多路不同擺幅的訊號饋送到乙個多路復用的低壓adc時，這種解決方案能夠實現高價效比的系統。
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