0 引言
圖l為變頻電源基本控制電路硬體框圖。變頻電源採用高頻spwm技術和通用電壓型單相全橋逆變電路，選取icbt功率模組作為開關器件，控制電路採用全數位化設計。
dsp實時地從微控制器讀取所需要的電壓的頻率和幅值作為當前輸出電壓的基準(給定)。獲取當前時刻的正弦值，基準正弦訊號是通過查表法產生的。在數字控制系統中正弦基準訊號就是乙個正弦資料**，故應將正弦波按其表示式製成0°～360°的**供查用，在本設計中，正弦資料**中資料點數選為1024，可將其數值放在片外資料儲存器。有如卜關係式：
式中：fs為當前時刻調製頻率；
t為取樣時刻；
n為當前時刻處在整個調製週期的第n個脈衝。
由於本系統系變頻電源，即fs是在變化的，且系統採用的是非同步調製，所以n也是隨fs變化而變化的。由此必須實時變化定時時間t以確保整個週期的脈衝數最大限度地接近整數，以避免或減少輸出波形含有基波的子諧波；此外，還須實時地改變脈衝序列，以保證輸出電壓值不發生較大的跳變。
2．1．1 實時改變定時時間
假設fs=400 hz，則頻率凋制比mf為
由於整個週期的脈衝數ne超過1，所以ne只能選用定標為q0，即ne只能為整數，所以ne=62，從而在脈衝數上出現了相差了o.5個，反映在橋臂輸出電壓上，有正負輸出所含的脈衝數不相同。由此會產生基頻的子諧波。
如果我們以當前的脈衝數ne回推出開關頻率，則有fc=62x400=24．8khz，這樣確定的開關頻率，就最大限度地保汪了正負調製週期的脈衝數近似相同。設計中，定時器1的工作方式設定為連續增減計數方式，故其中fcpu=20 mhz為時鐘頻率，開關頻率25 khz時可得定時時間t為40μs，t1pr為400；而開關頻率為24．8 khz時可得定時時間t為40.65μs，t1pr為403．225，t1pr定標為q0，所以只能為整數403，故求得頻率調製比所以正負調製週期的脈衝數相差極少，為0．035，這樣就最大限度的消除了基頻的子諧波。
2．1．2 實時改變脈衝序列
當頻率不發生改變時，dsp按原來的輸出序列(n=1，2，…ne)迴圈輸出脈衝，設在第n個週期時，頻率發生改變，則dsp應按新的脈衝序列(n′=l，2，…ne′)輸出脈衝。
圖2中，在n=25時刻頻率從500hz變化到250hz，由於n=25對應輸出頻率500hz為零點處，對應於輸出頻率250hz為正峰值處，所以如果不改變輸出脈衝序列，則會導致輸出電壓相位和電壓值都出現跳變，如圖2(a)所示；圖2(b)中按一定的規律改變輸出脈衝序列，輸出電壓相位和電壓值就不會出現跳變。為了保證在頻率切換過程中電壓的相位變化最小，輸出電壓值不發生較大的跳變，應按下式來確定新的脈衝序列中起始的脈衝序號n′，即令：
具體流程如圖3所示。
2．2 雙閉環控制實現
圖4為電壓、電流雙閉環數寧控制流程圖。在實際應用中，考慮到一些具體情況，還需對電壓調節器的數字pi調節及電流調節器的數字p調節加以一定的限制，針對不同的情況採取最佳控制方法。故在圖4中(1)、(1』)、(2)、(3)、(3』)處採用了一些改進演算法及策略，下面分別加以簡單介紹。
在圖4中(1)和(1』)處設定了死區，岡為在輸出變化較小時，通過計算得到的pwm控制暫存器的值可能也會有小幅度的振動，這樣會使系統不穩定。若設定適當的死區範圍，則可以消除由此引起的振盪，又不會太大影響輸出精度。根據實際情況分別設定最小輸入偏差量e1(e1』)，即當|ev(k)|e0，取消積分作用，用p控制，當|ev(k)|≤e0，引入積分作用，這樣既保持了積分作用，又減小超調量。使系統的控制效能有很大改善。
3 實驗結果
根據上述基本程式設計思路，編制了乙個凋制比n可任意改變的通用spwm產生軟體，只要通過按鍵輸入相應的資料，就可以根據負載的需要產生任意輸出頻率和電壓幅值的spwm波。研製了一台容量為5000va的變頻器樣機，並進行了實驗，實驗結果表明，輸出電壓波形光滑，波形失真度低，輸出電壓的thd≤2％。圖5中，通過實時改變給定頻率以調節輸出電壓頻率，頻率由低逐漸增高，圖6中，通過實時改變給定電壓幅值以調節輸出電壓，電壓由低逐漸增高。從頻率、電壓的動態過程可以看出系統實現了實時變頻和變壓。
4 結語
本文以dsp作為主控晶元，設計並實現了spwm變頻電源數位化控制，該方式控制靈活、除錯方便、可靠性高。在使用雙閉環控制策略的變頻電源中，應用適合於dsp特點的一些演算法，程式設計產生了可以變頻變壓的spwm波訊號，設計的方法是可行的。數位化使得系統具有很強的可程式設計性，這樣系統更易於更新和公升級，並獲得了比較好的實驗效果。
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