最近需要設計dcdc控制板的訊號調理電路，受益良多，記錄一下。
1、電壓電流感測器引數如下：
2、輸出電壓±5v，dsp的adc輸入訊號為0-3v，留出裕量，取0.3-2.8v。
3、採集的訊號為直流，但需要測量瞬時訊號，因此擬取調理電路頻寬至少大於10khz。
4、根據輸入輸出電壓範圍，調理電路使用移位型直接耦合同相放大電路實現：
5、運放選型：參考cree的逆變器設計參考，官網看了半天，最終選擇了adi的ad8618四通道運放，不得不說這款運放效能真的好，
單電源供電，gpb高達24mhz，輸入失調電流最高0.5pa，壓擺率12v/us,開環輸出阻抗3ω,具體引數見官方文件
6、選擇3.3v供電電壓（用3.3v可以避免使用外部限幅），上圖中的電阻計算公式可參考西交大analog-circuit書第四部分p150，這裡就不詳細計算了。總之最終目的就是將感測器輸出的-5v-5v的電壓衰減並移位到0.3-2.8v。
7、剛開始沒有注意到感測器引數要求負載電阻≥10kω，直接機械的參考了cree的設計，選了一組阻值相近的電阻，但是通過tina**發現，輸入阻抗只有7kω多，這時候就有疑惑了，按說同相比例放大電路的輸入阻抗是非常大的，基本上跟運放本身的輸入阻抗差不多，這時再來分析這個電路：
計算輸入阻抗時把vd接地，此時r2和r5併聯，後面的同相電壓跟隨器其輸入阻抗rin大於1mω，這樣相當於輸入阻抗為
r1 + r5//rin//r2，粗略估計一下，r5//rin//r2肯定小於r2，我們取2k，再加上r1大約8k左右，跟**結果差不多！
為什麼同相放大電路輸入阻抗會這麼小呢？原因是其輸入有r2和r5兩個電阻，這樣就形成了乙個併聯支路，相當於後端的運放兆歐級輸入阻抗和前端乙個很小的電阻併聯，其結果當然不會很大。
知道這一點後面就簡單了，只要把這四個電阻等比例增大一定程度，使電路等效輸入阻抗大於10k即可。到這裡才明白，為什麼感測器公司的技術支援建議感測器輸出接一級電壓跟隨器，目的就是增大感測器的負載電阻，為什麼我沒有用呢？因為感測器的輸出是±5v的雙極性電壓，所以跟隨器的運放必須雙電源供電，還得單獨搞乙個-5v的電源，麻煩！
當然上圖r1、r2、r4、r5也不能太大，否則容易引入雜訊，最終的調理電路如下：
8、輸出接了乙個rc低通濾波，關於rc的設計，也可參考西交大的這本神書。
輸出對地接大電容負載是很危險的，容易引起過衝和振鈴、電路不穩定，甚至自激振盪。
一階低通在-3db處帶來-45°相移，-6db處帶來-60°相移，這樣已經將相位裕度基本消耗完了，電路容易失穩。個人理解是rc低通的轉折頻率不能太低，如果轉折頻率處在取樣訊號的頻率範圍內，或接近其頻率，就容易引起相位滯後過度消耗相位裕度。
ad8618這款晶元比較有意思，在cree的設計參考中，輸出並了乙個4700pf的電容，這已經很大了。對設計的電路**發現，輸出掛100nf的大電容，其階躍響應依然穩定。。。
暫時就寫這些，其實設計過程中還有很多地方模稜兩可，基礎真的很重要。
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