按照許多年前老師的教導，我們會在運算放大器的兩個輸入端放上相等的阻抗。本文**為什麼會有這麼一條經驗法則，以及我們是否應當遵循這種做法。
如果您是在741運算放大器1橫行天下的時代長大的，那麼平衡運算放大器輸入端電阻的觀念必定已扎根在您的頭腦中。隨著時間的流逝，由於不同電路技術和不同ic工藝的出現，這樣做可能不再是對的。事實上，它可能引起更大直流誤差和更多雜訊，使電路更不穩定。我們以前為什麼要那樣做？什麼變化導致我們現在這樣做可能是錯誤的？
在二十世紀六十年代和七十年代，第一代運算放大器採用普通雙極性工藝製造。為獲得合理的速度，差分對電流源電流一般在10 μa到20 μa範圍內。
而β值為40到70，故輸入偏置電流在1 μa左右。然而，電晶體匹配度不是那麼高，所以輸入偏置電流不相等，導致輸入偏置電流之間有10%到20%的偏差（稱為"輸入失調電流"）。
在同相接地輸入端增加乙個與輸入電阻r1和反饋電阻r2的併聯組合相等的電阻（圖1中的r3），可以讓阻抗相等。做一些計算可以證明，誤差降至ioffset × rfeedback。由於ioffset為ibias的10%到20%，所以這會有助於降低輸出失調誤差。
圖1. 經典反相放大器
為降低雙極性運算放大器的輸入偏置電流，許多運算放大器設計整合了輸入偏置電流消除功能。op07就是乙個例子。輸入偏置電流消除功能的增加2使偏置電流大大降低，但輸入失調電流可能為剩餘偏置電流的50%到100%，所以增加電阻的作用非常有限。某些情況下，增加電阻反而可能導致輸出誤差提高。
電阻熱雜訊的計算公式為√4ktrb，故1 kω電阻會有4 nv/√hz的雜訊。增加電阻會增加雜訊。在圖2中，出人意料的是，雖然909 ω補償電阻是值最低的電阻，但由於從該節點到輸出端的雜訊增益，它給圖2輸出端貢獻的雜訊最多。r1引起的輸出雜訊為40 nv/√hz，r2為12.6 nv/√hz，r3為42 nv/√hz。因此，請勿使用電阻。另一方面，如果運算放大器採用雙電源供電，並且乙個電源先於另乙個電源上電，那麼esd網路可能發生閂鎖問題。這種情況下，可能希望增加一定的電阻來保護器件。但若使用的話，應在電阻上放置乙個旁路電容以減少電阻的雜訊貢獻。
圖2. 雜訊分析
所有運算放大器都有一定的輸入電容，包括差分和共模。如果運算放大器連線為跟隨器，並且在反饋路徑中放入乙個電阻以平衡阻抗，那麼系統可能容易發生振盪。原因是：大反饋電阻、運算放大器的輸入電容和pc板上的雜散電容會形成乙個rc低通濾波器(lpf)。此濾波器會引起相移，並降低閉環系統的相位裕量。如果降低得太多，運算放大器就會振盪。一位客戶在乙個1 hz sallen-key低通濾波器電路中使用ad8628 cmos運算放大器。由於轉折頻率較低，電阻和電容相當大（參見圖3）。輸入電阻為470 kω，所以客戶在反饋路徑中放入乙個470 kω電阻。此電阻與8 pf的輸入電容（參見圖4）一起提供乙個42 khz極點。ad8628的增益頻寬積為2 mhz，因此它在42 khz仍有大量增益，它發生了軌到軌振盪。把470 kω電阻換成0 ω跳線即解決了問題。因此，反饋路徑中應避免使用大電阻。這裡，何者為大取決於運算放大器的增益頻寬。對於高頻運算放大器，例如增益頻寬超過400 mhz的ada4817-1，1 kω反饋電阻就稱得上是大電阻。務必閱讀資料手冊以了解其中的建議。
圖3. 您所見
圖4. 電子所見
多年來的實踐會產生一些有用的經驗法則。審核設計時，仔細檢視這些規則，判定它們是否仍然適用是很好的做法。關於是否需要增加平衡電阻，如果運算放大器是帶有輸入偏置電流消除功能的cmos、jfet或雙極型，那麼很可能不需要新增。
讀完本文後，您可能會意外提問是關於雜訊的。
請回答以下三個問題：
問題1：以下哪個雜訊是在電阻中產生的？
問題2：室溫(20°c)條件下，等效雜訊頻寬為20 khz時，10 kω電阻產生的均方根雜訊是多少?
問題3：24位音訊adc的輸入電壓範圍為2.5 v時，用此vnoise可以獲得多少閃爍位？
您可以在 學子專區部落格 找到問題答案。
1 ken shirriff. 「了解矽電路：普遍使用的741運算放大器揭秘.」 2023年。
2 「教程mt-038：運算放大器輸入偏置電流.」 。adi公司，2023年。
harry holt 是adi核心應用部門的高階應用工程師。之前，他在精密放大器部門任職五年。harry曾在美國國家半導 體公司工作了 27 年，從事各種產品的現場和工廠應用，包括資料轉換器、運算放大器、基準源、音訊編解碼器和fpga。他持有聖何塞州 立大學的電子工程學士學位(bsee)，並且是國家工程榮譽協會(tau beta pi)終身會員和ieee的高階會員。
移動端 對高度自適應的輸入框說不
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